在有源干擾中，我們一般將干擾分為壓制和欺騙兩種，壓制干擾原理是生成噪聲或者與噪聲相似的信號，混入到雷達回波信號中，最終使雷達接收機后端無法從中檢測出真實回波的干擾方法。
在真實的作戰(zhàn)環(huán)境中，想要在混雜的內(nèi)外部噪聲中百分百檢測出雷達信號是不可能的。所以，在雷達將噪聲誤認為雷達信號這一事件發(fā)生的概率（即虛警概率 P f a P_fa Pf?a）一定的情況下，如果回波信號與噪聲功率之比S/N超過檢測門限D(zhuǎn)且檢測概率大于或者等于 P d P_d Pd?，就認定發(fā)現(xiàn)了目標(biāo)，否則沒有發(fā)現(xiàn)目標(biāo)。
這種干擾類型合成的主要過程是：分別產(chǎn)生每一部雷達的最佳干擾波形，然后將其按功率、威脅等級等因素在時域或者是頻域進行合成。下面我們分開介紹兩種合成方法。
首先需要根據(jù)威脅雷達信號參數(shù)，產(chǎn)生對其干擾效果最佳的正交基帶干擾信號：
{ I i ( k ) = A s ( k T ) cos ? [ ω i k T + φ i ( k T ) ] Q i ( k ) = A s ( k T ) sin ? [ ω i k T + φ i ( k T ) ] } k = 0 , i = 0 N ? 1 , n ? 1 \left\{Ii(k)=As(kT)cos[ωikT+φi(kT)]Qi(k)=As(kT)sin[ωikT+φi(kT)]
其中， ω i \omega_i ωi?表示每個信號在基帶帶寬范圍內(nèi)的頻率。將其保存在存儲器中，若需要干擾時，我們將其分別在 I,Q 兩路進行時域合成：
{ I ( k ) = ∑ i = 0 n ? 1 a i I i ( k ) , Q ( k ) = ∑ i = 0 n ? 1 a i Q i ( k ) , } k = 0 N ? 1 \left\{I(k)=\sum_{i=0}^{n-1} a_{i} I_{i}(k), \quad Q(k)=\sum_{i=0}^{n-1} a_{i} Q_{i}(k),\right\}_{k=0}^{N-1} {I(k)=i=0∑n?1?ai?Ii?(k),Q(k)=i=0∑n?1?ai?Qi?(k),}k=0N?1?
其中， a i a_i ai?表示每個信號的相對幅度。
在需要干擾時，我們還需將其上變頻到 ω 0 \omega_0 ω0?的射頻上。由此，我們可以得到合成的最佳壓制性干擾信號為：
s ( t ) = ∑ i = 0 n ? 1 a i A s ( t ) e j φ s i ( t ) e j ω 0 t , φ s i ( t ) = ω i t + φ i ( t ) s(t)=\sum_{i=0}^{n-1}a_i A_s(t)e^{j \varphi_{si}(t)}e^{j\omega_0t},\varphi_{si}(t)=\omega_it+\varphi_i(t) s(t)=i=0∑n?1?ai?As?(t)ejφsi?(t)ejω0?t,φsi?(t)=ωi?t+φi?(t)
首先我們必須得到每一部雷達的最佳干擾波形的 I,Q 正交兩路信號：
{
I
i
(
k
)
=
A
s
(
k
T
)
cos
?
[
ω
i
k
T
+
φ
i
(
k
T
)
]
Q
i
(
k
)
=
A
s
(
k
T
)
sin
?
[
ω
i
k
T
+
φ
i
(
k
T
)
]
}
k
=
0
,
i
=
0
N
?
1
,
n
?
1
\left\{Ii(k)=As(kT)cos[ωikT+φi(kT)]Qi(k)=As(kT)sin[ωikT+φi(kT)]
然后將兩路合成時域的復(fù)序列
{
s
i
(
k
)
}
k
=
0
,
i
=
0
N
?
1
,
n
?
1
\left \{ s_i(k) \right \}_{k=0,i=0}^{N-1,n-1}
{si?(k)}k=0,i=0N?1,n?1?，并將其進行傅里葉變換得到：
{
S
i
(
k
)
}
k
=
0
,
i
=
0
N
F
F
T
?
1
,
n
?
1
\left \{ S_i(k) \right \}_{k=0,i=0}^{NFFT-1,n-1}
{Si?(k)}k=0,i=0NFFT?1,n?1?
然后在頻域進行合成得到： S ( ω ) = ∑ i = 0 n ? 1 a i S i ( k ) S(\omega)=\sum_{i=0}^{n-1}a_iS_i(k) S(ω)=∑i=0n?1?ai?Si?(k)，再將其逆傅里葉變換就可以得到頻域合成的干擾信號。
LFM信號可以表示為下面的表達式：
s
(
t
)
=
r
e
c
t
(
t
T
)
e
j
2
π
(
f
c
t
+
μ
t
2
2
)
s(t)=rect(\frac{t}{T})e^{j2\pi{(f_ct+\frac{\mu t^2}{2})}}
s(t)=rect(Tt?)ej2π(fc?t+2μt2?)
其中
r
e
c
t
(
t
T
)
=
{
1
，
∣
t
T
∣
≤
1
0
，
e
l
s
e
w
i
s
e
rect(\frac{t}{T}) = {1，|tT|≤10，elsewise
對于線性調(diào)頻信號來講，依照壓制干擾中我們所講的最佳干擾波形產(chǎn)生干擾，通常不能達到我們想要的結(jié)果。主要在于，當(dāng)產(chǎn)生的高斯噪聲與雷達信號不具有相關(guān)性或者相關(guān)性很小的時候，接收機的匹配濾波幾乎會濾掉所有不相關(guān)信號的能量而達不到干擾的效果。
所以，壓制干擾的話噪聲功率就要非常大，才可以有效干擾。
這不但會浪費干擾能量，而且硬件也很難實現(xiàn)。所以實際干擾中，我們盡可能想辦法用最小的干擾功率達到最有效的干擾效果。
因此，對于線性調(diào)頻這樣大時寬帶寬積信號我們需要根據(jù)其具體參數(shù)，使得設(shè)計的最佳干擾信號和威脅信號有一定相關(guān)性。
對于現(xiàn)在普遍在用的脈沖雷達，為了能夠探測到更遠的目標(biāo)，在必須考慮雷達距離分辨力的基礎(chǔ)上，需要設(shè)計更寬脈沖的雷達信號。所以就必須使用脈沖壓縮（PC）技術(shù)。
在這種限制條件下，為了解決雷達探測能力與分辨能力之間的沖突，我們在發(fā)射端發(fā)射時寬帶寬都很大的雷達信號，在接收端通過匹配濾波壓縮出窄脈沖。
通過上述分析，線性調(diào)頻信號就成了脈沖壓縮雷達的不二選擇，同時在接收端運用匹配濾波實現(xiàn)脈沖壓縮。
由匹配濾波器理論我們可以知道，如果已知的輸入信號為
s
(
t
)
s(t)
s(t)，其頻譜為
S
(
ω
)
S(\omega)
S(ω)，那么可以得到頻域的匹配濾波器為：
H
(
ω
)
=
k
S
?
(
ω
)
e
x
p
(
?
j
ω
t
0
)
H(\omega)=kS^\ast(\omega)exp(-j\omega t_0)
H(ω)=kS?(ω)exp(?jωt0?)
線性調(diào)頻信號在經(jīng)過了其相應(yīng)的匹配濾波器之后，脈沖寬度被壓窄，使得距離分辨力有了保證。而且濾波前后波形很相似，說明這樣的濾波器對功率的損失影響較小。這樣就可以得出結(jié)論：為了覆蓋較多體制的雷達，用LFM信號就可以作為驗證干擾效果的雷達信號波形。
?? 重點
射頻噪聲干擾、噪聲調(diào)頻干擾等壓制干擾方式因為與雷達信號波形的相關(guān)性較低，所以，隨著雷達匹配濾波技術(shù)和相參積累等新體制雷達技術(shù)的發(fā)展，在很多情況下，這些干擾方式已經(jīng)不能滿足我們的干擾要求了。
如果還想繼續(xù)使用噪聲壓制的話，干擾功率就必須很大。
射頻存儲轉(zhuǎn)發(fā)技術(shù)是一個很好的產(chǎn)生欺騙干擾信號的技術(shù)。只要它的參數(shù)在雷達接收機能處理的信號參數(shù)區(qū)間內(nèi)，都可以和回波信號進入接收機，從而產(chǎn)生干擾。這樣的話，為了達到干擾的目的，干擾所需要的干擾信號功率就會很小。
對于雷達方同樣，與雷達信號相干的干擾信號通過接收機后的增益太大，真實回波信號就不能被準確檢測了；其次，為了達到保護真實目標(biāo)不被檢測，還會采用這樣的方法：就是調(diào)整存儲的信號的時延、多普勒頻移和幅度，多產(chǎn)生一些假目標(biāo)，消耗掉雷達系統(tǒng)的接收和處理信號的資源。
這樣，欺騙干擾的效果就會特別好，敵方雷達也會感覺到形勢嚴峻性。因此，射頻存儲轉(zhuǎn)發(fā)在欺騙干擾中還是有很大的發(fā)展空間的。
有源干擾中除了壓制干擾的另外一種干擾方式就是欺騙干擾，它是產(chǎn)生與雷達信號回波相近的假目標(biāo)，讓雷達不能從中準確檢測出真實信號，也就不能進行接下來的跟蹤工作。
通常利用雷達來檢測目標(biāo)的這些參數(shù)：速度、距離和方位等，每個參數(shù)都會有一個檢測范圍，由此張成一個檢測空間。理想的點目標(biāo)信號只是上述空間中其中一個點。一般情況下，欺騙干擾產(chǎn)生的假目標(biāo)應(yīng)該是這個空間中不同于真實目標(biāo)的一個點或者是一個集合。所以它也能夠以假亂真被雷達當(dāng)作真實目標(biāo)去檢測。
雷達的發(fā)射信號和回波通常具有相干性，這個相干性就可以用來檢測目標(biāo)距離、角度和速度等信息。
為了實現(xiàn)對雷達的欺騙，就需要在欺騙之前測得上面描述的相關(guān)信息，還有雷達發(fā)射信號相關(guān)的主要參數(shù)，這樣，根據(jù)調(diào)制樣式和調(diào)制參數(shù)這些脈內(nèi)、脈間及其他信息，才能合理地設(shè)計干擾信號波形，達到想要的干擾效果。
分類：
根據(jù)真假目標(biāo)在檢測空間中參數(shù)信息的不同分為：距離、角度、速度、AGC（自動增益）及多參數(shù)欺騙干擾等；
根據(jù)產(chǎn)生欺騙干擾的方法，分為兩種：應(yīng)答式和轉(zhuǎn)發(fā)式。
速度欺騙
我們知道雷達發(fā)射的信號和回波信號之間會存在一個多普勒頻差
f
d
f_d
fd? ，常常用這個參數(shù)來測量目標(biāo)的相對速度。所以，為了對雷達進行速度欺騙，一般產(chǎn)生與雷達信號具有適當(dāng)頻移的干擾信號，而實際中常常通過改變相位來產(chǎn)生移頻量。
雷達接收的目標(biāo)回波信號與雷達發(fā)射信號相比具有的多普勒頻移為
f
d
=
2
v
r
λ
=
2
v
r
c
f
c
f_d=\frac{2v_r}{\lambda}=\frac{2v_r}{c}f_c
fd?=λ2vr??=c2vr??fc?
上面計算多普勒頻移是由
v
r
v_r
vr?和光速及信號載頻來計算的，
v
r
v_r
vr?就是雷達與目標(biāo)的相對徑向速度。故在速度欺騙的時候，需要提前測量上式中所需參數(shù)，來引導(dǎo)欺騙干擾的產(chǎn)生。
距離欺騙
目標(biāo)的距離表現(xiàn)為發(fā)射信號與接收信號之間的時延
t
r
t_r
tr?，
t
r
=
2
R
c
t_r=\frac{2R}{c}
tr?=c2R?，c為電波傳播速度。因為LFM信號的距離-多普勒頻移存在耦合性，所以產(chǎn)生多普勒頻移的同時也會產(chǎn)生距離方面的干擾。
移頻干擾信號的產(chǎn)生是將接收到的雷達信號做一個較小的移頻處理，轉(zhuǎn)發(fā)出去以影響雷達對真實回波的接收。那么，此時接收機脈沖壓縮后的干擾波形必定會在真實信號前后有時間差，這樣就可以通過移頻來達到距離干擾的目的了。
頻移干擾信號：
J
(
t
)
=
A
exp
?
(
(
ω
0
+
ω
d
)
t
+
1
2
μ
t
2
)
J(t)=A \exp \left(\left(\omega_{0}+\omega_fu8ihs5fyo3\right) t+\frac{1}{2} \mu t^{2}\right)
J(t)=Aexp((ω0?+ωd?)t+21?μt2)
脈沖壓縮后的移頻干擾信號為：
J
=
2
μ
π
sin
?
ω
d
+
μ
t
2
(
T
?
∣
t
∣
)
ω
d
+
μ
t
exp
?
(
ω
0
+
ω
d
2
)
t
J=\sqrt{\frac{2 \mu}{\pi}} \frac{\sin \frac{\omega_fu8ihs5fyo3+\mu t}{2}(T-|t|)}{\omega_fu8ihs5fyo3+\mu t} \exp \left(\omega_{0}+\frac{\omega_fu8ihs5fyo3}{2}\right) t
J=π2μ?
?ωd?+μtsin2ωd?+μt?(T?∣t∣)?exp(ω0?+2ωd??)t
分析上面的表達式，表達式的最大值就是脈沖壓縮后脈沖會出現(xiàn)的地方。當(dāng) t = τ ? ω d / μ t=\tau-\omega_d/\mu t=τ?ωd?/μ時，最大峰出現(xiàn)。 ω d \omega_d ωd?與零比較的大小決定了峰值出現(xiàn)在真實峰值的前或者后。
ω d / μ \omega_d/\mu ωd?/μ在距離分辨力內(nèi)，雷達是不會將其當(dāng)成另外一個目標(biāo)的，就不能產(chǎn)生假目標(biāo)的效果，只有真假目標(biāo)的距離大于分辨率的時候，雷達才會把它當(dāng)做是另外一個目標(biāo)，進而產(chǎn)生假目標(biāo)的效果。
