電流永遠都是一個回路。
信號頻率： 如果傳輸線上傳輸?shù)男盘柺堑皖l信號，假設(shè)是1KHz，那么信號的波長就是300公里(假設(shè)信號速度為光速)，即使傳輸線的長度有1米長，相對于信號來說還是很短的，對信號來說傳輸線可以看成短路，傳輸線對信號的影響是很小的。但是對于高速信號來說，假設(shè)信號頻率提高到300MHz，信號波長就減小到1米，這時候1米的傳輸線和信號的波長已經(jīng)完全可以比較，在傳輸線上就會存在波動效應(yīng)，在傳輸線上的不同點上的電壓電流就會不同。在這種情況下，我們就不能忽略傳輸線對信號造成的影響。傳輸線相對信號來說就是一段長線，我們要用長線傳輸里的理論來解決問題。 高頻時 傳輸線理論不可忽視。
傳輸線：
1、傳輸線由兩條一定長度導線組成，一條是信號傳播路徑，另一條是信號返回路徑。
2、傳輸線也是一種理想的電路元件，用于仿真效果比較好，在實際概念中比較復雜；
3、傳輸線有兩個很重要的特征：特征阻抗和時延。
傳輸線：1、電纜 雙絞線
2、PCB中的 微帶線（PCB外層的走線，只有一個參考平面 ） 傳輸速度更快 空氣相對介電常數(shù)小。
帶狀線 (介于兩個參考平面之間的內(nèi)層走線)
信號的傳播速度取決于材料的介電常數(shù)和材料的分布。
微帶線中的阻抗：
帶狀線中的阻抗：
Polar SI9000進行特征阻抗計算。
將傳輸線始端的輸入阻抗簡稱為阻抗
將信號隨時遇到的及時阻抗稱為瞬時阻抗
如果傳輸線具有恒定不變的瞬時阻抗，就稱之為傳輸線的特性阻抗
和電阻，電容，電感一樣，傳輸線也是一種理想的電路元件，但是其特性卻大不相同，用于仿真效果較好，但電路概念卻比較復雜
什么是特征阻抗：
特征阻抗就屬于長線傳輸中的一個概念。信號在傳輸線中傳輸?shù)倪^程中，在信號到達的一個點，傳輸線和參考平面之間會形成電場，由于電場的存在，會產(chǎn)生一個瞬間的小電流，這個小電流在傳輸線中的每一點都存在。同時信號也存在一定的電壓，這樣在信號傳輸過程中，傳輸線的每一點就會等效成一個電阻，這個電阻就是我們提到的傳輸線的特征阻抗.。
信號在傳輸?shù)倪^程中，如果傳輸路徑上的特性阻抗發(fā)生變化，信號就會在阻抗不連續(xù)的結(jié)點產(chǎn)生反射。影響特性阻抗的因素有：介電常數(shù)、介質(zhì)厚度、線寬、銅箔厚度。
傳輸線對走線上信號的影響主要是：傳輸線的分布電容 、分布電感以及介質(zhì)對傳輸?shù)碾姶挪ǖ挠绊憽?/strong>
特征阻抗如何計算： 特征阻抗是對于交流信號(或者說高頻信號)來說的
PCB走線中特征阻抗計算公式：
L是單位長度傳輸線的固有電感，C是單位長度傳輸線的固有電容
要改變傳輸線的特征阻抗就要改變單位長度傳輸線的固有電感和電容。
影響傳輸線特征阻抗的幾個因素： 線寬 介質(zhì)厚度 介質(zhì)的介電常數(shù)
PCB走線的銅皮厚度 PCB走線距離參考平面的距離
a. 線寬與特征阻抗成反比。增加線寬相當于增大電容，也就減小了特征阻抗，反之亦然
b. 介電常數(shù)與特征阻抗成反比。同樣提高介電常數(shù)相當于增大電容，減小特征阻抗；電容 C=εS/4πkd
c. 傳輸線到參考平面的距離與特征阻抗成正比。減小傳輸線與參考平面的距離相當于增大了電容，這樣也就減小了特征阻抗。
d.傳輸線的長度與特征阻抗沒有關(guān)系。通過公式可以看出來L和C都是單位長度傳輸線的參數(shù)，與傳輸線的長度并沒有關(guān)系
e. 線徑與特征阻抗成反比。由于高頻信號的趨膚效應(yīng)，影響較其他因素小.
特征阻抗和頻率無關(guān)： 與線長無關(guān)
減小特征阻抗： 增加線寬 增加走線銅皮厚度 減小介質(zhì)層厚度
減小走線到參考層距離 選用高介電常數(shù)材料
差分走線中的線間距也影響特征阻抗，間距越小 特征阻抗越小。
差分走線中信號線不僅有地等作為參考層，而且兩個線之間互為參考。因此減小差分布線的間距，可減小特征阻抗。
典型的特征阻抗：
USB的特征阻抗 90Ω
網(wǎng)口特征阻抗100Ω
通常PCB走線用 50Ohm 阻抗
工程上同軸電纜的特征阻抗取值通常為75ohm 或50ohm 。
傳輸線上的信號損耗：
信號損耗主要包括以下幾種：阻性損耗、介質(zhì)損耗、相鄰耦合損耗、反射損耗和輻射損耗。
在分析傳輸線損耗時，還應(yīng)注意：趨膚效應(yīng) 鄰近效應(yīng) 表面粗糙度 復介電常數(shù) 介質(zhì)損耗 隨頻率變化的阻抗特性和時延特性。
阻性損耗是高頻損耗的主要部分：
主要是由導線自身的電阻所引起的損耗，在交流信號下，導線的阻抗會隨著頻率的變化而變化。
走線的表面都會有一定的粗糙度，當信號的波長與走線層表明的粗糙度相近時會加劇阻性損耗，而且由于趨膚效應(yīng)的影響，高頻電流會集中在導體的表面，這會進一步加劇導體的阻抗損耗。
綜上 對于一些高頻的信號，盡量選用表面粗糙度即RMS比較小的銅箔走線，從而減小損耗。
介質(zhì)損耗：信號以電磁波的形式在傳輸線中傳輸，在介質(zhì)中產(chǎn)生極化。介質(zhì)中的帶電粒子沿著電場方向規(guī)則排列，電荷的規(guī)則移動消耗了能量。
相鄰耦合損耗：串擾的影響，信號的能量一部分耦合到響鈴的線上去，從而衰減了自身的能量。
反射損耗：反射的信號在傳輸線上來回傳輸，最終對信號的總能量構(gòu)成損耗。
輻射損耗：高頻信號以電磁波的形式輻射出PCB。
信號的反射再學習： 解決：阻抗匹配 端接
一個電氣網(wǎng)絡(luò)至少包含三個部分：驅(qū)動端、傳輸互連結(jié)構(gòu) 負載。
信號反射的原因是在傳輸結(jié)構(gòu)互連的地方出現(xiàn)了阻抗不連續(xù)的點，致使信號在傳輸線上的某個點或幾個點上出現(xiàn)了瞬態(tài)阻抗不連續(xù)的點。
反射系數(shù) 傳輸系數(shù)
需理解的前提：阻抗不連續(xù)時，在阻抗變化的交界面，雖然阻抗發(fā)生變化，但電壓和電流都一定是連續(xù)的。電壓和電流不可能出現(xiàn)一個斷裂。
反射計算：
在分界面左邊一點：S1中有：Zs1=V1/I1;
在分界面右邊一點：S2中有：Zs2=V2/I2；
又由于電壓和電流的連續(xù)性：V1=V2；I1=I2。
由于Zs1和Zs2的寬度不一，Rs1不肯和Rs2相等，因此如果沒有反射存在。上述不可能同時成立。因此可以判斷在分界面的位置必定存在反射回源端的信號。
反射系數(shù)：反射電壓與輸入電壓的比值 Xreflect=（Zs2-Zs1）/（Zs2+Zs1）；
傳輸系數(shù)：傳輸電壓與輸入電壓的比值 Ytrans=2xZs2/（Zs2+Zs1）；
有三種情況：
1、阻抗相等，Zs1=Zs2，無反射；
2、完全反射，Zs2=無窮大，Xreflect=1.末端電壓是輸入電壓的2倍。
3、Zs2=0，Xreflect=-1，即完全負反射相當于末端短路了。
一般信號的發(fā)送端的阻抗較低，信號接收端的阻抗較高，如果發(fā)送端的與接收端的阻抗不匹配，發(fā)送的信號會在發(fā)送端和接收端之間來回反射。信號的反射出現(xiàn)過沖和下沖。
過沖是信號波形中出現(xiàn)的第一個波峰或波谷；
下沖是第二個出現(xiàn)的波峰或波谷。
反復的過沖和下沖會導致振鈴現(xiàn)象。
哪種情況下需要考慮對傳輸線進行端接：————線長 高頻的時候
一般當傳輸線的長度L>Tr/（2xTpr）時，
Tr——信號的上升或下降時間（取較短的那個）；
Tpr——信號在PCB板中的傳輸速度。 對于FR4的板材，信號在其上的傳輸速度為150ps/in。 （信號的傳輸速度與介質(zhì)密切相關(guān)）
阻抗匹配措施：
源端串聯(lián)： 源端串聯(lián)電阻 使得Zout（源端阻抗）+Rt（匹配電阻）=Z0（特征阻抗）
一般當傳輸線上只有一個負載時，采用該方式。 使用時注意：電阻R靠近源端放置。
當有多個負載時，串行電阻的位置需要通過仿真綜合考慮。 但其增加了RC時間常數(shù)，延緩了信號上升時間，因而不適用于高速信號傳輸。
優(yōu)點：功耗低 缺點：高頻不使用 多負載使用不便 接收端的一次反射依然存在
終端并聯(lián)：
1、終端并聯(lián)電阻匹配： 并聯(lián)電阻匹配可以選擇上拉到Vcc或下拉到GND 。匹配電阻Rt=Z0（特征阻抗）
會增加額外功耗 優(yōu)點:適用于多負載。
2、戴維南匹配： 終端的電阻并聯(lián)值要和傳輸線的特征阻抗Z0相等。
會增加額外功耗 電阻值較難選擇 需通過仿真確定 優(yōu)點:適用于多負載。
3、AC并聯(lián)匹配： 端接的電阻應(yīng)該和傳輸線的特征阻抗Z0相等。
優(yōu)點:適用于多負載。 無直流功耗 對周期信號有效（如時鐘）不適用于非周期信號（如數(shù)據(jù)）
電容的選擇需要考慮信號的延時和容值對信號時間間隔的影響：
（3Tr）/Z0=1/2πfc Tr——信號的上升時間 Z0——傳輸線的特征阻抗。
4、肖特基二極管匹配： 傳輸線末端的信號反射 導致負載輸入端的電壓升高超過VCC和二極管的正向偏置電壓，從而將過沖的信號鉗位在VCC和二極管的閾值電壓和上。 同樣，連接到地上的二極管D2也可以將信號的下沖限制在二極管的正向偏置電壓上。 過沖的能量通過二極管得以釋放消耗掉，衰減反射。
