如果意識(shí)到電源損耗與輸出電流相關(guān)（可用輸出電流替換 X），那么系數(shù)項(xiàng)就能很好地與不同來源的電源功率損耗聯(lián)系起來。例如，ao 代表諸如柵極驅(qū)動(dòng)、偏壓電源和磁芯的固定開銷損耗以及功率晶體管 Coss 充電與放電之類的損耗。這些損耗與輸出電流無(wú)關(guān)。第二項(xiàng)相關(guān)聯(lián)的損耗 a1 直接與輸出電流相關(guān)，其典型表現(xiàn)為輸出二極管損耗和開關(guān)損耗。在輸出二極管中，大多數(shù)損耗是由于結(jié)電壓引起的，因此損耗會(huì)隨著輸出電流成比例地增加。
類似地，開關(guān)損耗可通過輸出電流關(guān)聯(lián)項(xiàng)與某些固定電壓的乘積近似得出。第三項(xiàng)很容易被識(shí)別為傳導(dǎo)損耗。其典型表現(xiàn)為 FET 電阻、磁性布線電阻和互聯(lián)電阻中的損耗。高階項(xiàng)可能在計(jì)算非線性損耗（如磁芯損耗）時(shí)有用。只有在考慮前三項(xiàng)情況下才能得出有用結(jié)果。
計(jì)算三項(xiàng)系數(shù)的一種方法是測(cè)量三個(gè)工作點(diǎn)的損耗并成矩陣求解結(jié)果。如果損耗測(cè)量結(jié)果其中一項(xiàng)是在無(wú)負(fù)載的工況下得到（即所有損耗均等于第一項(xiàng)系數(shù) a0），那么就能簡(jiǎn)化該解決方法。隨后問題簡(jiǎn)化至容易求解的兩個(gè)方程式和兩個(gè)未知數(shù)。一旦計(jì)算出系數(shù)，即可構(gòu)建出類似于圖 1、顯示三種損耗類型的損耗曲線。該曲線在消除測(cè)量結(jié)果和計(jì)算結(jié)果之間的偏差時(shí)大有用處，并且有助于確定能夠提高效率的潛在區(qū)域。例如，在滿負(fù)載工況下，圖 1 中的損耗主要為傳導(dǎo)損耗。為了提高效率，就需要降低 FET 電阻、電感電阻和互聯(lián)電阻。
實(shí)際損耗與三項(xiàng)式之間的相關(guān)性非常好。圖 2 對(duì)同步降壓穩(wěn)壓器的測(cè)量數(shù)據(jù)與曲線擬合數(shù)據(jù)進(jìn)行了對(duì)比。我們知道，在基于求解三個(gè)聯(lián)立方程組的曲線上將存在三個(gè)重合點(diǎn)。對(duì)于曲線的剩余部分，兩個(gè)曲線之間的差異小于2%。由于工作模式（如連續(xù)或非連續(xù)）不同、脈沖跳頻或變頻運(yùn)行等原因，其他類型的電源可能很難以如此匹配。這種方法并非絕對(duì)可靠，但是有助于電源設(shè)計(jì)人員理解實(shí)際電路損耗情況。
下一步是利用上述簡(jiǎn)單表達(dá)式，并將其放入效率方程式中：
這樣，輸出電流的效率就得到了優(yōu)化（具體論證工作留給學(xué)生去完成）。這種優(yōu)化可產(chǎn)生一個(gè)有趣的結(jié)果。
當(dāng)輸出電流等于如下表達(dá)式時(shí)，效率將會(huì)最大化。
需要注意的第一件事是，a1項(xiàng)對(duì)效率達(dá)到最大時(shí)的電流不產(chǎn)生影響。這是由于它與損耗相關(guān)，而上述損耗又與諸如二極管結(jié)點(diǎn)的輸出電流成比例關(guān)系。因此，當(dāng)輸出電流增加時(shí)，上述損耗和輸出功率也會(huì)隨之增加，并且對(duì)效率沒有影響。需要注意的第二件事是，最佳效率出現(xiàn)在固定損耗和傳導(dǎo)損耗相等的某個(gè)點(diǎn)上。這就是說，只要控制設(shè)置a0和a2值的組件，便能夠獲得最佳效率。還是要努力減小a1的值，并提高效率。控制該項(xiàng)所得結(jié)果對(duì)所有負(fù)載電流而言均相同，因此如其他項(xiàng)一樣沒有出現(xiàn)最佳效率。a1項(xiàng)的目標(biāo)是在控制成本的同時(shí)達(dá)到最小化。
表1概括總結(jié)了各種電源損耗項(xiàng)及其相關(guān)損耗系數(shù)，該表提供了一些最佳化電源效率方面的折中方法。例如，功率MOSFET導(dǎo)通電阻的選擇會(huì)影響其柵極驅(qū)動(dòng)要求及Coss損耗和潛在的緩沖器損耗。低導(dǎo)通電阻意味著，柵極驅(qū)動(dòng)、Coss 和緩沖器損耗逆向增加。因此，您可通過選擇MOSFET來控制a0和a2。
壓；它們還包含兩組低壓差線性穩(wěn)壓器(LDO)，負(fù)責(zé)提供電源給鎖相回路 (PLL) 和SRAM或處理器的其它功能模塊。這些器件還有許多功能未列在表中，例如后備電池支持、I2C界面和重置功能。
表1 損耗系數(shù)及相應(yīng)的電源損耗
代數(shù)式下一位將最佳電流代回到效率方程式中，解得最大效率為：
需要最小化該表達(dá)式中的最后兩項(xiàng)，以最佳化效率。a1項(xiàng)很簡(jiǎn)單，只需對(duì)其最小化即可。末尾項(xiàng)能夠?qū)崿F(xiàn)部分優(yōu)化。如果假設(shè)MOSFET的Coss和柵極驅(qū)動(dòng)功率與其面積相關(guān)，同時(shí)其導(dǎo)通電阻與面積成反比，則可以為它選擇最佳面積（和電阻）。圖1顯示了裸片面積的優(yōu)化結(jié)果。裸片面積較小時(shí)，MOSFET的導(dǎo)通電阻變?yōu)樾氏拗破?。隨著裸片面積增加，驅(qū)動(dòng)和Coss損耗也隨之增加，并且在某一點(diǎn)上變?yōu)橹饕獡p耗組件。這種最小值相對(duì)寬泛，從而讓設(shè)計(jì)人員可以靈活控制已實(shí)現(xiàn)低損耗的MOSFET成本。當(dāng)驅(qū)動(dòng)損耗等于傳導(dǎo)損耗時(shí)達(dá)到最低損耗。
圖1 調(diào)節(jié)MOSFET裸片面積來最小化滿負(fù)載功率損耗
圖2是圍繞圖1最佳點(diǎn)的三種可能設(shè)計(jì)效率圖。圖中分別顯示了三種設(shè)計(jì)的正常裸片面積。輕負(fù)載情況下，較大面積裸片的效率會(huì)受不斷增加的驅(qū)動(dòng)損耗影響，而在重負(fù)載條件下小尺寸器件因高傳導(dǎo)損耗而變得不堪重負(fù)。這些曲線代表裸片面積和成本的三比一變化，注意這一點(diǎn)非常重要。正常芯片面積設(shè)計(jì)的效率只比滿功率大面積設(shè)計(jì)的效率稍低一點(diǎn)，而在輕載條件下（設(shè)計(jì)常常運(yùn)行在這種負(fù)載條件下）則更高。
圖2 效率峰值出現(xiàn)在滿額定電流之前
【電源設(shè)計(jì)小貼士13】：小心別被電感磁芯損耗燙傷
一般而言，選擇電感時(shí)，只需計(jì)算出最大負(fù)載電流，通過容許20%紋波電流來建立電感。由于磁芯損耗微不足道，因此會(huì)出現(xiàn)類似于產(chǎn)品說明書中所示的溫升。然而，隨著開關(guān)頻率上升至500 kHz以上，磁芯損耗和繞組交流損耗可以極大地減少電感中的容許直流電流。使用20%紋波電流來計(jì)算電感，可帶來相同的磁芯材料通量激增，其與頻率無(wú)關(guān)。磁芯損耗方程式的一般形式為：
Pcore = K × F1.3。
因此，如果頻率 (F) 從100 kHz升至500 kHz，則磁芯損耗便為原來的8倍。圖1顯示了這種上升情況，還描述了隨磁芯損耗上升而下降的容許銅線損耗。100 KHz時(shí)，大多數(shù)損耗存在于銅線中，同時(shí)利用全直流額定電流是可能的。更高頻率時(shí)，磁芯損耗變大。由于總?cè)菰S損耗由磁芯損耗與銅線損耗之和決定，因此銅線損耗必須在磁芯損耗上升時(shí)降低。這種情況一直持續(xù)到各損耗均相等。最佳情況是，在高頻率下?lián)p耗穩(wěn)定保持相等，并允許從磁結(jié)構(gòu)獲得最大輸出電流。
圖1 0.5 MHz以上，磁芯損耗大大降低了有效傳導(dǎo)損耗
圖1和圖2均基于固定磁芯體積和繞組面積，僅匝數(shù)可變。圖2顯示了圖1所示磁芯損耗的電感和容許直流電流。1.3 MHz以下時(shí)，電感與開關(guān)頻率成反比關(guān)系。電感在1.3 MHz附近達(dá)到最小值。該頻率以上，則必須升高電感來限制磁芯通量，從而將磁芯損耗控制在總損耗的50%。該電感的額定電流也同時(shí)被計(jì)算出來。低頻率時(shí)，磁芯損耗并不大，額定電流由繞組的功率損耗決定。
下列方程式中，匝數(shù)與頻率平方根的倒數(shù)成正比，因此頻率升高2倍（電感降低一半）得到0.707匝數(shù)。
L = μ × A × N2/lm
這種情況會(huì)以兩種方式影響繞組電阻。匝數(shù)減少30%，而每一匝的可用面積卻增加了41%。由于繞組電阻與匝數(shù)/匝面積相關(guān)，因此電阻隨頻率上升而線性下降，例如：在本例中電阻下降2倍。
較高頻率時(shí)，磁芯損耗開始限制容許銅線損耗，直到達(dá)到它們相等的點(diǎn)為止。在這一點(diǎn)上，通過增加更多匝數(shù)以及升高繞組電阻，使電感上升來降低通量。這樣，電感額定電流減少。因此，從電感尺寸角度來說獲得了最佳頻率。
圖2 磁芯損耗限制峰值功率
總之，增加開關(guān)頻率會(huì)縮小磁芯尺寸的看法是正確的，但僅限于磁芯損耗和交流 繞組損耗等于銅線損耗的點(diǎn)上。過了這個(gè)點(diǎn)，磁芯尺寸實(shí)際上會(huì)增加。另外，設(shè)計(jì)人員需要注意的是，在有許多高開關(guān)頻率產(chǎn)品可供選擇的今天，一些相應(yīng)的應(yīng)用手冊(cè)中并沒有清楚地注明過高磁芯損耗存在的一些潛在問題。
【電源設(shè)計(jì)小貼士14】：SEPIC轉(zhuǎn)換器提供高效偏置電源
控制MOSFET和輸出整流器振鈴可減少電磁干擾 (EMI) 和電壓應(yīng)力。在許多情況下，這使您能夠使用更低電壓的部件，從而降低成本并提高效率。另外，多輸出SEPIC可改善輸出之間的交叉穩(wěn)壓，從而消除對(duì)于線性穩(wěn)壓器的需求。
圖1 顯示的是一個(gè)SEPIC轉(zhuǎn)換器，像反向轉(zhuǎn)換器一樣它具有最少的部件數(shù)量。實(shí)際上，如果去除C1，該電路就是一個(gè)反向轉(zhuǎn)換器。該電容可提供對(duì)其所連接半導(dǎo)體的電壓鉗位控制。當(dāng)MOSFET開啟時(shí)，該電容通過MOSFET對(duì)D1的反向電壓進(jìn)行鉗位控制。當(dāng)電源開關(guān)關(guān)閉時(shí)，在D1導(dǎo)電以前漏電壓一直上升。在關(guān)閉期間，C1通過 D1和C2對(duì)MOSFET漏電壓進(jìn)行鉗位控制。具有多個(gè)輸出端的SEPIC轉(zhuǎn)換器對(duì)繞組比構(gòu)成限制。其中的一個(gè)次級(jí)繞組對(duì)初級(jí)繞組的匝比需為1:1，同時(shí)C1必須與之相連接。在圖1所示的示例電路中，12-V 繞組的匝比為1:1，但它可能已經(jīng)使用了5-V繞組作為替代。
圖1 多輸出 SEPIC 轉(zhuǎn)換器
圖1所示電路已經(jīng)構(gòu)建完成，并經(jīng)過測(cè)試。分別將其作為帶C1的 SEPIC 和沒有C1的反向轉(zhuǎn)換器運(yùn)行。圖 2 顯示了兩種運(yùn)行模式下的MOSFET電壓應(yīng)力。在反向模式下，MOSFET漏極約為40V，而在 SEPIC模式下漏電壓僅為25V。因此，反向設(shè)計(jì)不得不使用一個(gè) 40-V或60-V MOSFET，而SEPIC設(shè)計(jì)只需使用一個(gè)額定值僅為30V的MOSFET。另外，就EMI濾波而言，高頻率（5 MHz 以上）振鈴將是一個(gè)嚴(yán)重的問題。
完成對(duì)兩種電路的交叉穩(wěn)壓測(cè)量后，您會(huì)發(fā)現(xiàn)SEPIC大體上更佳。兩種設(shè)計(jì)中，5 V額定電壓實(shí)際值為5.05 V，負(fù)載在0到滿負(fù)載之間變化，同時(shí)輸入電壓被設(shè)定為12V或24V。SEPIC的12V電壓維持在10%穩(wěn)壓頻帶內(nèi)，而反向轉(zhuǎn)換器的12V電壓則上升至30V（高線壓輸入，12V無(wú)負(fù)載，5V全負(fù)載）。如果根據(jù)低電壓應(yīng)力選擇功率部件，那么即使這兩種結(jié)構(gòu)的效率相同人們也會(huì)更傾向于使用SEPIC。
圖2 SEPIC極大地降低了EMI和電壓應(yīng)力。上圖沒有C1，而下圖則安裝了C1。
總之，對(duì)非隔離式電源而言，SEPIC是一種重要的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。它將 MOSFET電壓應(yīng)力鉗位控制在一個(gè)等于輸入電壓加輸出電壓的值，并消除了反向轉(zhuǎn)換器中的EMI。減少的電壓應(yīng)力允許使用更低電壓的部件，從而帶來更高效率和更低成本的電源。EMI的降低可以簡(jiǎn)化最終產(chǎn)品的合規(guī)測(cè)試。最后，如果配置為多輸出電源，則其交叉穩(wěn)壓將優(yōu)于反向轉(zhuǎn)換器。
【電源設(shè)計(jì)小貼士15】：低成本、高性能LED驅(qū)動(dòng)器
受控的亮度需要用一個(gè)恒定的電流來驅(qū)動(dòng)LED，無(wú)論輸入電壓如何這一恒定的電流都必須保持恒定不變。通常，LED都會(huì)有調(diào)光要求，例如，想要調(diào)節(jié)顯示器或建筑照明亮度。實(shí)現(xiàn) LED調(diào)光有兩種方法：改變LED電流或使用脈寬調(diào)制 (PWM)。效率最低的方法是改變電流，因?yàn)楣廨敵霾⒎峭瓿呻S著電流變化而發(fā)生線性變化，并且在電流低至其額定值時(shí)LED色譜會(huì)發(fā)生變化。
時(shí)刻謹(jǐn)記人類對(duì)亮度的感知呈指數(shù)型是很重要的，完全變暗需要對(duì)電流進(jìn)行大幅度的變化。這對(duì)電路設(shè)計(jì)有很大的影響，因?yàn)槿娏鲿r(shí)3%的調(diào)節(jié)誤差由會(huì)于電路容差而在10%負(fù)載時(shí)變成30%甚至更高的誤差。盡管響應(yīng)速度比較慢，但使用PWM調(diào)光電流波形會(huì)更加精確。在照明和顯示器應(yīng)用中，人們希望PWM超過100Hz，這樣人眼就不會(huì)感覺到閃爍。
圖1 MC33063構(gòu)成了一款低成本LED驅(qū)動(dòng)器
圖1顯示了一款驅(qū)動(dòng)單個(gè)LED的非常簡(jiǎn)單且成本非常低的降壓穩(wěn)壓器，該穩(wěn)壓器實(shí)施了一種快速調(diào)光的特性。其基于一個(gè)具有內(nèi)部開關(guān)、電流限制比較器、振蕩器和內(nèi)部接口的MC33063。通常用于穩(wěn)壓的引腳具有關(guān)閉功能。在此情況下，一個(gè)超過1.25V的電壓會(huì)關(guān)閉電源，而一個(gè)較低的電壓會(huì)開啟電源。隨著電路的開啟，由于消除了電壓反饋，控制器以電流限制/磁滯模式運(yùn)行。
振蕩器生成了一個(gè)會(huì)引起電源開關(guān)開啟的啟動(dòng)脈沖。這使得輸入電壓正好適用于電流感應(yīng)電阻、LED和電感。當(dāng)電流達(dá)到大約350mA時(shí)電流限制比較器開始感應(yīng)電流并關(guān)閉電源開關(guān)。電感電壓反向并超過輸入電流，從而使續(xù)流二極管發(fā)生傳導(dǎo)。電感和LED電流不斷循環(huán)，直到開關(guān)在下一個(gè)開關(guān)周期時(shí)開啟為止。該電路非常適用于廣泛的應(yīng)用。在要求簡(jiǎn)捷性和低成本的手持式便攜式設(shè)備、白色家電以及車載應(yīng)用中使用一個(gè)40V額定電壓和一個(gè)1.5A電流的開關(guān)調(diào)節(jié)器是非常有用的。雖然實(shí)施磁滯控制和開啟功能可能有一定的挑戰(zhàn)性，但基本拓?fù)淇蛇m用于更廣泛的應(yīng)用。
我們構(gòu)建并測(cè)試了圖1中的電路。圖2顯示了關(guān)閉命令和因此而導(dǎo)致的LED電流波形。LED可以輕松地以500 Hertz實(shí)現(xiàn)PWM調(diào)光。電流波形的上升時(shí)間和下降時(shí)間不到100 uSec。如果LED中可以容忍更高的紋波電流，那么電感可以是一個(gè)更小的值且上升時(shí)間和下降時(shí)間可以縮短。然而，500 Hz PWM適用于大多數(shù)應(yīng)用。
圖2 磁滯電流控制提供了快速PWM響應(yīng)
總而言之，只要不是專門設(shè)計(jì)用來驅(qū)動(dòng)LED，諸如MC33063的開關(guān)調(diào)節(jié)器就可出色地完成調(diào)光工作。其誤差放大器可以用作關(guān)閉功能以提供LED PWM調(diào)光功能，其電流限制比較器提供了快速響應(yīng)和精確的電流設(shè)置，并且其內(nèi)置電源開關(guān)實(shí)現(xiàn)了一個(gè)小型簡(jiǎn)單的電路。
