運放的相位補償
為了讓運放能夠正常工作,電路中常在輸入與輸出之間加一相位補償電容。
1， 關(guān)于補償電容
理論計算有是有的，但是到了設(shè)計成熟階段好象大部分人都是憑借以前的調(diào)試經(jīng)驗了，一般對于電容大小的取值要考慮到系統(tǒng)的頻響(簡單點說加的電容越大，帶寬越窄)，然后就是振蕩問題;如果你非要計算，可以看看運放的輸入端的分布電容是多大，舉個例子，負(fù)反饋放大電路就是要保證輸入端的那個電阻阻值和分布電容的乘積=反饋電阻的阻值和你要加的電容的乘積......
2， 兩個作用
1. 改變反饋網(wǎng)絡(luò)相移，補償運放相位滯后
2. 補償運放輸入端電容的影響(其實最終還是補償相位……)
因為我們所用的運放都不是理想的。
一般實際使用的運算放大器對一定頻率的信號都有相應(yīng)的相移作用，這樣的信號反饋到輸入端將使放大電路工作不穩(wěn)定甚至發(fā)生振蕩，為此必須加相應(yīng)的電容予以一定的相位補償。在運放內(nèi)部一般內(nèi)置有補償電容，當(dāng)然如果需要的話也可在電路中外加，至于其值取決于信號頻率和電路特性
運放輸入補償電容
一般線性工作的放大器(即引入負(fù)反饋的放大電路)的輸入寄生電容Cs會影響電路的穩(wěn)定性，其補償措施見圖。放大器的輸入端一般存在約幾皮法的寄生電容Cs，這個電容包括運放的輸入電容和布線分布電容，它與反饋電阻Rf組成一個滯后網(wǎng)絡(luò)，引起輸出電壓相位滯后，當(dāng)輸入信號的頻率很高時，Cs的旁路作用使放大器的高頻響應(yīng)變差，其頻帶的上限頻率約為：
ωh=1/(2πRfCs)
若Rf的阻值較大，放大器的上限頻率就將嚴(yán)重下降，同時Cs、Rf引入的附加滯后相位可能引起寄生振蕩，因而會引起嚴(yán)重的穩(wěn)定性問題。對此，一個簡單的解決方法是減小Rf的阻值，使ωh高出實際應(yīng)用的頻率范圍，但這種方法將使運算放大器的電壓放大倍數(shù)下降(因Av=-Rf/Rin)。為了保持放大電路的電壓放大倍數(shù)較高，更通用的方法是在Rf上并接一個補償電容Cf，使RinCf網(wǎng)絡(luò)與RfCs網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成相位補償。RinCf將引起輸出電壓相位超前，由于不能準(zhǔn)確知道Cs的值，所以相位超前量與滯后量不可能得到完全補償，一般是采用可變電容Cf，用實驗和調(diào)整Cf的方法使附加相移最小。若Rf=10kΩ,Cf的典型值絲邊3～10pF。對于電壓跟隨器而言，其Cf值可以稍大一些。
運放輸出電容的補償
對于許多集成運算放大電路，若輸出負(fù)載電容CL的值比100pF大很多，由于輸出電容(包括寄生電容)與輸出電阻將造成附加相移，這個附加相移的累加就可能產(chǎn)生寄生振蕩，使放大器工作嚴(yán)重不穩(wěn)定。解決這一問題的方法是在運放的輸出端串聯(lián)一個電阻Ro，使負(fù)載電容CL與放大電路相隔離，如圖所示，在Ro的后面接反饋電阻Rf，這樣可以補償直流衰減，加反饋電容Cf會降低高頻閉環(huán)電壓放大倍數(shù)，Cf的選取方法是：使放大電路在單位增益頻率fT時的容抗Xcf≤Rf/10，又Xf=l/(2πfTCf)，一般情況下，Ro=50～200Ω，Cf約為3～10pF。
除了上述不穩(wěn)定因素之外，還存在其他一些不穩(wěn)定因素，有些是來自集成芯片自身。有些是源于系統(tǒng)電路(例如電源的內(nèi)阻抗的耦合問題)。有時使用很多方法都難以解決不穩(wěn)定問題，但采用適當(dāng)?shù)难a償方法后可使問題迎刃而解。例如。當(dāng)放大器不需要太寬的頻帶和最佳轉(zhuǎn)換速率時，對集成運放采用過補償?shù)姆椒〞〉煤芎玫男Ч鐚⒀a償電容增加9倍或為實現(xiàn)穩(wěn)定性所需要的倍數(shù)，對μA301型運放而言，其效果一般都較好。
